通信同一个网络平台方案的产生
在当今的电信工业，常常需要设计能够接人遍布全球电信系统的某种单一设备，这些设计的首要任务必须是能够解决与北美的TI标准、日本的J1标准以及世界其它地区的El标准所有电信系统相统一的接口。为了帮助制造商完成这样的设计， DallasSemiconductor公司发明了T1／EI／J1结合在一起的单片收发器(SCT)的网络接口，即SCT DS2155和DS2156。其SCT DS2155和DS2156。为TI／EI／JI通讯提供了同一个硬件平台。这些器件的数字部分包括：成帧器／格式器、时钟合成器、抖动抑制电路、高阶数据链控制器(HDLC)和系统接口。而连接至网络接口的模拟部分包括：带有发送波形和接收时钟及数据恢复的长线和短线整套接口。由于这些器件几乎不用费事就可以重新配置，所以它们为接口至遍布全球的电信系统提供了一种简易的解决方案。
一方面，这些器件为各个传输系统提供了一种通用的接口设计；但另一方面，由于每个传输系统中使用的电缆和连接器类型存在物理上的差异(从表1列出的传输系统所采用的电缆类型、电缆阻抗，以及可能采用电缆连接器类型中可看出)。而在这些系统之间，最常用的物理连接是采用RJ-48连接器和平衡双绞电缆组成。平衡双绞电缆也可以配套使用Bantam(小型设备) 连接器或Siemens(西门子)3芯连接器，但它们没有RJ-48那样普遍使用。在El系统中，另一种常用的连接是采用BNC(同轴电缆连接器)和单端同轴电缆组成。
由于在平衡双线电缆与RJ-48连接器所组成的连接和单端同轴电缆与BNC连接器组成的连接之间存在电气和物理上的差异，因而，就必需要建立一个支持两个接口的系统，但对于解决出现这样系统的问题，通常是比较困难的。怎么办？
为了解决这个问题，就要求接口电路的设计，通常应该线使用两个串联的变压器或者带有两个副绕组的特殊变压器。但由于采用两个变压器，却增加了成本和复杂程度及板上空间。据此，所以本文将着重讨论只能应用单个变压器对上述二种存在电气和物理性能有差异的组成进行交替使用的解决方案。这就是以下要进一步讨论的问题。值此，应首先要对T1、E1有关标准作一说明：
关于T1与E1说明
T1是用于传送一点到另一点的24 路电话线或各种宽带业务标准1.54Mbps的载波糸统(又称做DS1)，但是DS1给用户提供的业务没有-135V载波。T1是美国、加拿大、日本和新加坡使用的标准载波。所有其它国家使用E1标准(4条线上有30个信道)。T1是4线电路，两条线用于发送，两条线用于接收。T1线路上电压为- 135V。T1电路可以承载话音或数据。它的使用决定了不同的T1业务、帧格式和线路格式。E1对等于美国T1的欧洲标准，T1与E1并不完全相同。它们都使用64Kbps的信道，但是T1有24个，E1有32个，下表2对比了标准E1和T1值之不同。
通信同一个平台(网络接口电路)的组成方案
通信同一个平台(网络接口电路)的基本组成见图1所示。它应有SCT DS2155或DS2156。的网络接口、双SMT变压器、平衡双线电缆与RJ-48连接器或BNC(同轴电缆连接器)和单端同轴电缆以及各过压保护元器件所组成。从图１中可看出：网络接口是围绕Pulse Engineering公司TXl099变压器建立起来的，它是一个16引脚贴装(SMT)双组变压器TD。封装内的两个变压器分别为Td1与Td2，而 Td1与Td2均包含副绕组见图1所示)，变压器的匝数比为1CT：1：0.8(见图1所示)，这样可以认为具有两个部分的接口。1CT：1是用于平衡双绞电缆连接，而ICT：0.8是用于单端同轴电缆连接。该网络接口电路的组成还包括用于副边过压保护的必需元件(S1-S10半导体闸流管、F1-F6熔丝示意图)，其平衡双绞线接口要求纵向(共模)保护，而单端同轴电缆要求横向(差模)保护。
关于接收接口
]
设计思想
DS2155 或DS2156接收端Rx输入表现为高阻，工作时只需非常小的输入电流。通常要求采用RPRX电阻为0Ω的1：1的变压器，以便在与负载匹配时恢复信号。当采用1：1的变压器时，RTIP和RRlNG引脚之间的匹配阻抗可简单地(近似)等于传输线阻抗(例如，对于100Ω的平衡双绞电缆，RTIP和 RRING之间的阻抗就等于100Ω)。
为了简化电路板设计和布局，Dallas Semiconductor公司在内部创建了阻抗匹配电路，以在终端匹配75Ω、100Ω和120Ω的电缆。为了利用这个优点，网络接口必须在RTIP和 RRING之间采用外部120Ω，即RR1+ RR1(60Ω+60Ω)的终端匹配，接着就能够通过软件改变线路接口控制寄存器，获得所期望的终端阻抗。
在图l中，平衡双绞线接口使用变压器的1CT：1部分，无须任何修改。然而单端同轴电缆接口使用的是1CT：0.8部分，为了更好地匹配75Ω传输线阻抗，必须考虑线圈的匝数比。采用下列等式(1)与(2)，RTlP和RRING之间75Ω传输线抗的精确终端阻抗ZTERM应等于117Ω；如果选择 120Ω作为终端阻抗，在传输线上看到的阻抗将是76.8Ω。
117Ω(ZTERM )X(0.8)2 =75Ω----(1)
120Ω(ZTERM )X(0.8)2 =76.8Ω----(2)
这个值76.8Ω已经非常接近于理想的75Ω终端匹配。由于接收电路的主要考虑是传输线的精确匹配。为此，T1信号由100Ω平衡双绞线传送。而E1信号可能由75Ω非平衡同轴电缆或120Ω平衡双绞线传送。
匹配网络具体分析
匹配网络所包含的元件有RPRX电阻、RR电阻以及变压器匝比。接收变压器Td2匝比规定为l：1，N=l。理想情况下，匹配电路的RPRX为OΩ，RR 电阻等于线路特性阻抗的一半。如果存在RPRX电阻，它们就构成了一个分压器，必须调整RR。随着RPRX电阻的增加，要减小RR电阻。下面的公式可以用来计算合适的匹配所需的RR：
ZTERM=RPRX+2RR//
代入：ZTERM=100Ω(平衡双绞线) RPRX=0Ω，N=1所以100Ω=2RR
解出RR，所以RR=50Ω
为了简化TI和El电路接收匹配的设计，DS2155可以通过软件选择匹配。首先设计接收电路匹配于120Ω，然后由内置的线路接口单元(LIU)选择性地向线路中添加电阻，以便获得其它的匹配设置(75Ω或100Ω)。
LIU 可以在RTlP和RRING引脚间并人200Ω或600Ω的内部电阻。当使用内部匹配时，必须对传统的网络接口加以改造。首先，任何限流电阻，包括Rp和 RPRX，必须从接收路径中去掉。Rp必须去掉是因为它会影响内部电路所附加的电阻。去掉RPRX是为了通过RR电阻和DS2155内部电阻的组合，构成 75Ω、100Ω或120Ω的并联电阻。其次，RR电阻必须设定为匹配至120Ω线路。由于RPRX为OΩ，电阻RR等于60Ω，正好为线路特性阻抗的一半。
这样，就不能再用电路中的电阻Rp和RPRX来保护器件不受过流状态的损害，必须采用熔丝和电压抑制器组合。见图2或图3的具有横问或纵向保护和软件可选匹配DS2155网络接口电路中，F1-F4熔丝和电压抑制器S1-S8及D1-D4肖特基二极管。注意：连接于RR电阻的0.1uF电容构成了一个高频截止滤波器，以改善噪声抑制能力，同时又不会影响线路匹配。
关于发送接口
设计思想
发送器输出驱动器呈现为低阻。能够向变压器初级绕组驱动足够的电流以产生符合要求的输出脉冲。发送器输出的设计，应该使其输出脉冲能够符合不同线路阻抗、工作电压、变压器线圈绕组、线内电阻以及特定工作模式(即100ΩTl、75ΩE1或120ΩE1等)下的模板。不同于接收变压器，发送变压器的匝数比直接与工作电压相关。因DS2155工作电压为3.3V，因此，DS2155和DS2156的发送端通常要求发送变压器Td1匝比规定为1：N，其中N= 2。
为了达到必需的初次级匝数比，TXl099初级端的中心抽头接至某个输出端(图1中选择的是TRING)。这样现在变压器的匝数比为l：2：1.6，其中1：2部分连接至平衡双绞电缆，而1：1.6部分连接至单端同轴电缆。采用图1所示的电路，脉冲幅度和模板可以通过软件来分别改变。正如接收端一样，平衡双绞线接口无须作任何设计更改，这是因为它满足了所要求的变压器规范。由于单端同轴电缆接口采用的是l：1.6部分，当器件设置为75Ω的El传输时，产生的脉冲幅度将不能够满足规范。在正常的工作条件下，脉冲幅度被1：2变压器加倍，但在本例中，幅度仅为1.6倍，即脉冲幅度只能达到理想情况下的80%。为了达到必需的电缆脉冲幅度，将传输线按照120Ω设定，这种120Ω传输线设定将在变压器初级线圈上产生1.5V的脉冲，从而在电缆上产生2.4V的脉冲。
即，1.5Vopx1.6=2.4Vop
对于75Ω的E1传输，该幅值介于2.37Vop±l0%的峰值电压范围，并且符合必要的脉冲模板要求。所以当采用El通讯时，软件必须将器件的传输线配置为120Ω。因为信号脉冲以及对于TI和E1发送器接口的要求各不相同，发送电路的分析要比接收电路更复杂—些。
为更好理解，将发送器接口的说明分为两部分。第一部分论述T1发送器接口，第二部分涉及E1发送器接口。
T1器件发送电路分析
Dallas 的T1器件的发送器输出应设计在不同的线路长度下，向网络接口输出正确的脉冲幅度。由于不同的线路长度会影响脉冲形状，该器件具有可编程输出电平。在每个器件的数据手册中都附有一个发送器线路扩建(LBO)表可以根据变压器匝比和线路长度来选择不同的设置。对于一个给定的线路长度，TI输出脉冲可在下列条件下产生：
3.3V电源；RPTX=0Ω，RT=0Ω；发送变压器匝比为1：2。
额定的0dB T1脉冲在100Ω负载下其幅值为3V，对于一个未加保护、采用OΩ串联电阻的1：2变压器的电路，必须在器件的输出引脚给出3VXl/2=1.5V的脉冲，而器件一侧(或变压器初级绕组)的驱动电流将达到30mA xX2=60mA。
传统上，电阻RPTX或RT被用于为器件提供浪涌保护。但是串联电阻的增加会产生电压降与衰减输出信号脉冲。为补偿信号损失，可选择一个匝比大于1：2的变压器。这会使发送器输出电流增加20%以上。正是由于这个原因，建议在设计3.3V电路时使用OΩ串联电阻，而采用其它元件来做过压保护(见图2或图3 的具有横问或纵向保护和软件可选匹配DS2155网络接口电路中，F1-F4熔丝和电压抑制器S1-S8及D1-D4肖特基二极管)。下面的例子说明了当有必要采用RPTX或RT为电路提供浪涌保护时，如何用一个1：2.42变压器来替换1：2变压器。由于网络端(TIP 与 RING之间)或1：2.42变压器次级绕组中的电流脉冲保持不变，变压器初级绕组中的电流脉冲将为30mAX2.42=72.6mA。因为输出电压脉冲仍为1.5V，由发送器看来，总阻抗(RL)将为1.5V/72.6mA=20.6Ω，
井可表达为下式：
RL=ZLOAD／ +2RPTX+2RT
代人：RL =20.6Ω， ZLOAD =100Ω，N=2.42
所以20.6Ω=100Ω／5.86+2RPTX/5.86+2 RT
简化后：3.5Ω=2RPTX /5.86+2 RT
如果RPTX 为0Ω，那么RT =1.75Ω，这不足以显著降低电流。然而，如果RT =0Ω，RPTX可达每个10Ω，就能够为变压器提供阻流保护。
E1器件发送电路分析
Dallas 的El器件的发送器输出应设计在不同的匹配状况下，向网络接口输出正确的脉冲。可编程的输出电平能够保证网络接口处的脉冲幅度峰值电压对于120Ω匹配能够达到3.0V，或者对于75Ω匹配达到2.37V。不同于T1，E1应用允许在发送路径中附加电阻，使源阻抗(ZSOURCE)和线路特性阻抗 (ZLOAD)匹配。回波损耗被用来衡量源和线路阻抗的匹配程度。较高的回波损耗可以更大程度地抑制掉耦合入发送器输出的线路噪声或信号反射，并可由下式计算：
回波损耗(dB)=20log10|ZSOURCE+ZLOAD|／|ZSOURCE-ZLOAD|
ZLOAD =120Ω或75Ω且ZSOURCE =2RPTX+(2RT十5)X
以上方程中的常数5是发送器的内部阻抗。对于一个未加保护、且不具备高回波损耗状态的网络接口，其回波损耗表示如下。电源电压为3.3V，RPTX和RT=0Ω，发送变压器匝比为1：2，线路阻抗为75Ω。
回波损耗(dB)= 20log10|ZSOURCE+ZLOAD|／|ZSOURCE-ZLOAD|
代入：ZLOAD=75Ω，N=2，RPTX 和RT=0Ω
所以回波损耗=220log10|5X22+75|／|5X22-75|
回波损耗=20log101.73=4.7dB
在本例中，58%的噪声或反射信号会被耦合进入发送器输出。为改善回波损耗，可增加RT值。在设计网络接口时，可利用LBO表(也可从DS2155数据手册中找到)选择正确的变压器和电阻。每种设置都和工作电压、变压器匝比和RT有关。
为简化E1电路发送阻抗匹配的设计，以及使T1电路也拥有该特性所带来的好处，DS2155在内部作了阻抗匹配。在设计发送接口电路时，选取0Ω的串联电阻，然后由内置的线路接口单元(LIU)选择性地向线路中添加电阻，将发送器输出匹配至75Ω100Ω或120Ω线路阻抗。这是通过在TTIP和 TRING发送输出驱动器与相关的器件引出脚之间插入内部电阻而实现的。
使用内部匹配时，传统的网络接口必须加以改造。RT和RPTX电阻均为0Ω。如果保留这些电阻，外部和内部电阻的组合将造成阻抗失配。最终结果会使发送信号脉冲恶化，将不能符合脉冲模板的要求。
由于去掉了现有的电阻RT和RPTX，必须采用熔丝和电压抑制器(半导体闸流管)组合来保护器件不受危害性的瞬态状态的冲击。同样见图2或图3而F1-F4熔丝 和电压抑制器S1-S8及D1-D4肖特基二极管。
次级过电压保护的设计
应该说，之所以要进行次级电压保护，其目的是进一步对浪涌电压和电流的限制。以防止网络接口器件DS2155被损坏。图2和图3为次级过压保护设计实例。它可以对平衡双绞线接口纵向(共模)浪涌和单端同轴电缆横向(差模)浪涌进行保护及电源线的跨接故误障抵防。为此，有必要先对“浪涌”作一说明。
关于浪涌
纵向(共模)浪涌表现为TIP到地或RING到地，而横向(差模) 浪涌则表现为TIP到RING之间。纵向(共模)浪涌由闪电电流穿过电缆的导电屏蔽后形成于TIP和RING导线；而横向(差模) 浪涌是纵向浪涌副产品，是由于线路初级侧的保护器或设备的不平衡工作而形成于TIP和RING导线之间。
浪涌都包括三个特性：电压，电流和时间。其时间表示为浪涌上升和衰落时间。浪涌是一种双指数型，也就是说其上升和衰落均为指数型。上升时间表示浪涌到达所规定的峰值电流所需的时间，而衰落时间表示浪涌到达50%的额定峰值电流所用的时间。一些更为常见的浪涌有2 X10us，10 X160us，10 X 560us，和10 X1000us。
在测试电路设计时，一般认为10X 1000uS浪涌，将足以检测电路是否能够可靠地通过并符合不同的标准要求。
向TIP和RING导线施加独立的10X1000us浪涌，会产生100A的峰值电流和1000v的峰值电压。
次级过压保护电路说明
设计思想
图2、3具有传统保护电路所没有的特点：因设计所用的所有元件均为便于自动组装的表面安装型元件，元件所占的表面积数量降低了；这些元件能够低压工作，同时又保持与传统保护电路相同的保护水平；又采用了新型DS2155接收器内由软件选择匹配特性和发送器线路阻抗匹配特性。图2是一个常见于用户驻地设备中的模向浪涌抑制电路实例。因为用户驻地设备不需要向线路提供单工电源，这个电路具有元件数量少和成本低廉等优点。图3是一个常见于中心局设备的纵向浪涌抑制电路实例。一般来讲中心局设备需要向线路中继器提供单工电源。只需施对发送和接收变压器网络侧中心抽头加电压即可，由于这种电源连接具有纵向属性，必须保证保护电路在该电压加入时不会动作。表3为过电压抑制保护电路中的元件说明。
保护电路元件组成
它由三个主要元件，即熔丝、半导体闸流管和肖特基二极管组成。
熔丝(F1-F4)可以保护变压器不被大电流故障，例如电源线的跨接冲击而损坏。熔丝的额定电流应与变压器的最大功率耗散相匹配。典型熔丝的浪涌电流额定值对于不同的电压和电流浪涌模式都在50A以上。如果浪涌电流额定值低于100A，有必要采用一个限流串联电阻。一种能够通过多种不同模式的浪涌并且不需要外加限流电阻的熔丝是Teccor F125T Telelink熔丝。
半导体闸流管(S1-S8)是一种固态短路器，当器件两端电压超过开关电压时能够从开路状态变为短路状态。半导体闸流管将保持短路状态直到通过器件的电流下降到低于某擎柱电流。短路状态时，过电流被导向两条传输线之间或一条传糟线和地之间，这就可防止它损害半导体器件。
肖特基二极管(D1-D8)是一种整流器件，正偏时允许大电流通过，而反偏时只流过非常小的电流。由于肖特基二极管具有比器件内部二极管更低的正向偏压，以前穿过器件流动的过电流现在将通过肖特基二极管流动，而该保护电路设计能够使通信系统设计通过最为苛刻的标准考核，使系统更为稳定、极少需要现场维修。
结束语
应该说采用 SCT DS2155或DS2156(单片收发器)接口电路方案，能在电信工业中，较好的解决接人遍布全球电信系统的某种单一设备的设计，其特点是成本低、配置简单、使用与修改方便。而次级保护电路设计能够使设计的通信设备重要目标之一，在经历了雷击或电源跨接之后设备能够保持正常工作状态，现场维修减少，可大大增加客户的满意度。
